HEV용 비절연 V2L을 위한 LDC 기반 통합형 승압 컨버터

1. 서 론

온실가스 배출 증가로 인한 기후 변화 심화와 이에 따른 탄소중립 이행의 필요성이 대두되면서, 전 세계적으로 운송 부문의 전동화가 필수 과제로 부상하고 있다. 특히 기존의 내연기관 차량은 온실가스인 이산화탄소(CO₂)의 주된 배출원으로 간주되어 왔으며, 이를 대체할 수단으로 전기 기반 차량(xEV)이 주목받고 있다. 이에 따라 각국 정부와 산업계는 관련 기술 개발, 충전 인프라 확충, 재정 지원 등 다양한 정책적 수단을 통해 친환경 모빌리티로의 전환을 적극 추진하고 있으며,¹⁾ 그 결과 xEV의 보급률은 지속적으로 증가하고 있다.^2,3) 이러한 전동화 확산과 함께, 차량의 전력을 단순 주행 외에도 다양한 형태로 활용하려는 기술적 요구가 커지고 있으며, 특히 재난 대응, 전력망 불안정 지역의 전력 공급, 오프그리드(Off-grid) 환경 등에서 이동형 전원의 필요성이 확대됨에 따라, V2L(Vehicle-to-Load)은 차량의 활용 가치를 높이고 전력 인프라의 유연성을 강화하는 핵심 기술로 주목받고 있다.

V2L은 차량의 고전압 배터리에 저장된 전력을 외부 전기 부하에 직접 공급하는 기술로, 가정용 전자기기, 산업용 장비, 야외 활동 장비 및 비상 전원 등 다양한 부하 구동이 가능하다. 아울러, 별도의 고정형 발전 설비 없이도 신속한 전력 공급이 가능하며, 기존 차량 전력 변환 시스템을 활용함으로써 추가 부품 사용을 최소화하고 전력 손실을 저감하여 비용 효율성과 에너지 이용 효율을 동시에 향상시킬 수 있다. 이러한 V2L 기능의 구현 방식은 차량의 종류와 전력 변환 시스템의 구성에 따라 달라지며, 이는 특히 BEV와 HEV 간의 구조적 차이에서 기인한다.

Fig. 1(a)에 나타난 바와 같이, EV는 일반적으로 온보드 차저(On-Board Charger, OBC)를 내장하여 외부 교류 전원과의 양방향 전력 변환이 가능하다. 이를 통해 교류 전원으로부터의 고전압 배터리 충전뿐만 아니라, 배터리에 저장된 전력을 외부 부하나 전력망으로 공급하는 기능까지 포함하므로, 별도의 전력 변환 단계를 거치지 않고 V2L 동작이 가능하다.^4-8) 반면, Fig. 1(b)의 HEV 구조는 고전압 배터리가 차량 주행 중 전기 모터의 회생 제동을 통해 충전되며, 외부 전원과 직접 연결되는 OBC가 장착되지 않는 경우가 일반적이다. 이로 인해 HEV에서 V2L을 구현하려면 외부 교류 전압을 생성할 수 있는 별도의 변환 단계를 추가해야 한다. Fig. 2는 HEV에서 이러한 요구를 충족하기 위한 대표적인 구성 예를 보여준다. HEV의 고전압 배터리 전압(약 200–400 V)을 교류 부하에 공급하기 위해서는 240 V_rms 교류 출력을 지원할 수 있도록 직류 링크 전압을 약 340 V(Peak value) 이상으로 승압해야 한다. 이를 위해 기존 저전압 DC/DC 컨버터(LDC) 외에 부스트 컨버터^9-12)와 V2L 전용 인버터가 추가되며, 교류 변환을 통해 외부 부하로 전력이 전달된다. 그러나 이러한 구성은 장치 수 증가와 부피 확대, 전력 변환 손실 및 비용 상승으로 이어진다. 이러한 제약을 극복하기 위해서는 기존 전력 변환 장치의 기능을 확장·통합하여 변환 단계를 축소하거나 부품 공유를 통해 소형·고효율 전력 변환 구조의 개발이 요구되며, 최근에는 비절연 구조를 기반으로 누전차단기(RCD)를 적용하여 안정성을 확보하는 V2L 시스템에 대한 연구가 이루어지고 있다.

Fig. 1

Conventional power conversion system configurations of xEVs. (a) BEVs. (b) HEVs

Fig. 2

Power conversion block diagram for V2L function in HEVS

본 논문에서는 HEV에서 V2L 기능을 위해 별도의 부스트 컨버터 없이도 동작 가능한 통합형 전력 변환기를 제안한다. 제안 회로는 LDC와 부스트 변환 단을 하나의 회로로 결합하여, 전력 반도체 및 자성체를 공유함으로써 전체 시스템 부피를 줄이고 전력 밀도를 향상시킨다. 이러한 통합 설계는 여러 전력 변환 단계를 거치는 기존 구성에서 발생하는 부품 수 증가, 변환 손실, 제조 비용 상승과 같은 문제를 완화한다. 또한, 다양한 입출력 조건에서도 직류 링크 전압을 라인 전압 진폭 (240 V_rms 기준, 약 340 V)으로 유지하도록 설계되어, V2L 인버터가 요구하는 범용 교류 전압(100-240 V_rms)을 안정적으로 생성할 수 있다.

본 논문의 구성은 다음과 같다. 제2장에서는 HEV V2L 구동을 위한 제안된 통합형 컨버터의 전력 흐름 및 동작 원리를 설명한다. 제3장에서는 제안된 컨버터의 이론적 해석 및 설계를 제시한다. 제4장에서는 제안 방식의 타당성을 3 kW 하드웨어 시제품 (입력 전압 200-400 V, 출력 전압 범위 12-15 V)을 이용한 실험을 통해 검증한다. 마지막으로, 제5장에서 결론을 제시한다.

2. 제안된 컨버터의 전력 흐름 및 동작 원리

2.1 제안 컨버터의 회로 구성

Fig. 3(a)는 부스트 컨버터가 포함된 기존 LDC를, (b)는 제안된 LDC–부스트 컨버터 통합형 구조를 비교하여 나타낸다. 여기서 고전압 배터리 전압(V_HV)을 입력 전압(V_S)로, 저전압 배터리 전압(V_LV)을 출력 전압(V_O)로 명명하였다. 기존 전력 변환 시스템에서는 LDC와 부스트 컨버터가 별도의 단계로 구현되며, LDC의 1차측은 트랜스포머와 두 개의 전력 스위치(Q_M, Q_A)로 구성된 액티브-클램프-플라이백(ACF) 컨버터 구조를 채택한다. 부스트 컨버터 단계는 입력 인덕터(L_B), 스위치(Q_B), 다이오드(D_B)로 구성된다. 이로 인해 전체 부품 수와 회로 복잡도가 증가한다. 반면, 제안된 구조에서는 부스트 단계의 Q_B와 D_B가 LDC 1차측의 Q_M, Q_A와 통합되고, L_B는 트랜스포머의 자화 인덕턴스(L_m)와 하나의 자기 소자로 결합되어 전체 부품 수를 줄이고 시스템 구성을 단순화하였다.

Fig. 3

Configurations of LDCs for HEV V2L operation. (a) conventional with boost converter, (b) proposed integrated LDC–boost converter

2.3 제안 컨버터의 동작원리

제안된 컨버터의 LDC 단독 동작 모드는 기본적으로 기존 ACF 기반 LDC와 동일한 원리로 동작한다. 이러한 동작 특성을 바탕으로, 본 연구에서는 통합형 회로 구조의 고유한 특성을 파악하기 위해 LDC 및 V2L 인버터 동시 동작 모드를 중심으로 분석을 진행하였다. Fig. 4는 V2L 모드에서 LDC 단계의 스위칭 주기와 출력 교류 전압(V_ac) 파형을 나타낸다. 이 파형에서 Q_M에 인가되는 이상적인 듀티는 D_LDC로 정의한다. 실제 전력 전달에 기여하는 유효 듀티는 Q_M과 Q_A의 도통 구간에 따라 각각 D_eff, D_eff′로 표현된다. 이때 이상적인 듀티와 유효 듀티 간의 차이의 듀티 손실은 Q_M과 Q_A에 대해 각각 D_{L_QM}, D_{L_QA}로 구분한다.

Fig. 4

Key operational waveforms of the proposed circuit

본 절에서는 스위칭 주기 중 전력 전달이 이루어지는 구간(D_eff, D_eff′) 만을 대상으로 동작 특성을 해석하며, Fig. 5에 해당 구간에서의 제안된 컨버터 회로 동작 상태를 제시하였다. 이 회로 상태를 기반으로 정상 상태 해석을 수행하기 위해, 본 연구에서는 다음과 같은 전제 조건을 적용하였다.

Fig. 5

Topological states of proposed converter. (a) Mode 1 [t0-t1], (b) Mode 2 [t2-t3]

• 1. 변압기의 권선비(n)는 N_p : N_s1 : N_s2 = n : 1 : 1로 정의한다.
• 2. DC 링크 커패시터는 충분히 큰 정전용량으로 가정하여 일정 전압을 유지하는 이상적인 정전압원으로 가정한다.
• 3. 모든 능동 전력 소자는 병렬 바디 다이오드와 기생 커패시터(C_oss)를 갖춘 이상적인 스위치로 가정한다.

Mode 1 [t₀-t₁] : Q_M이 턴 온 되고 LDC 2차측 정류 다이오드의 커뮤테이션이 종료된 직후로, L_m의 양단에는 V_S가 인가된다. 이때 Q_M과 정류 다이오드(D₁)를 통해 부하로 전력이 전달되며, 출력 인덕터 전류(i_Lo)는 2차측 정류 경로를 통해 흐르며, 해당 전류는 누설 인덕터 전류(i_Llkg)와 자화 인덕터 전류(i_Lm)의 차이에 의해 결정된다. 출력 인덕터의 양단 전압(V_Lo)은 1차측에서 전달된 전압(V_S/n)과 V_O 간의 차이로 결정된다. V2L 입장에서는 Q_M은 Q_B에 해당하므로, 인버터 방향으로는 전력 전달이 이루어지지 않는다.

Mode 2 [t₂-t₃] : Q_A가 턴 온 되고 LDC 2차측 정류 다이오드의 커뮤테이션이 종료된 직후로, L_m의 양단에는 클램프 커패시터 전압(-V_Cc)이 인가된다. 이때 Q_A와 정류 다이오드(D₂)를 통해 부하로 전력이 전달되며, i_Lo는 2차측 정류 경로를 통해 흐르며, 해당 전류는 1차측에서 전달된 전압(V_Cc/n)과 V_O 간의 차이로 결정된다. V2L 입장에서는 Q_A는 D_B에 해당하므로, L_m에 저장된 에너지를 이용해 인버터 방향으로 전력이 전달된다.

3. 제안된 컨버터 회로의 해석 및 설계

본 절에서는 제안한 컨버터가 LDC와 V2L 동작을 안정적으로 수행하기 위해 고려해야 할 설계 요건을 설명한다. 입출력 전압, 동작 주파수 등의 핵심 사양은 Table 1에 제시되어 있다.

Table 1

Key design specification

3.2 제안된 컨버터의 링크 전압

링크 전압(V_link)은 V_S와 V_Cc가 직렬로 연결되기에 식 (2)와 같이 정리된다.

$\[ V_{link}=V_S+V_{Cc}=\frac{V_S}{1-D_{LDC}}. \]$

(2)

안정적인 운전과 충분한 설계 마진 확보를 위해 V_link은 최소 400 V 이상으로 유지되어야 한다. 식 (2)를 따르면, V_link은 V_S와 D_LDC에 의해 결정된다. D_LDC는 식 (3)과 같이 정리된다.

$\[ D_{LDC}=D_{eff }+D_{L_{-}QM}. \]$

(3)

식 (2)와 (3)을 통해, V_link의 최소값은 입출력 전압이 최소일 때 발생한다. 즉 V_S =200 V, V_O =12 V 조건이 설계 악의 조건에 해당하며, 이 조건에도 V_link가 400 V 이상이 되도록 설계해야한다. 해당 조건을 식 (2)에 대입하면, D_LDC=0.5로 계산된다. 이때 D_LDC는 식 (3)에서 보듯 D_eff뿐만 아니라 L_lkg에도 영향을 받으므로, 제어 가능한 듀티 범위도 함께 고려해야한다. 제어기의 안정적인 동작을 위해 D_eff의 동작 범위를 0.2에서 0.8로 제한하였으며, 이 범위 내에서 V_link가 400 V 이상 유지되도록 n을 14로 선정하였다. n = 14를 적용할 경우, D_eff =0.42로 계산되며, 이에 따라 D_{L_QM}는 0.08이상이어야한다. D_{L_QM}의 계산식은 식 (4)와 같이 정리된다.

$\[ D_{L_{-}QM}=\frac{2\cdot L_{lkg}\cdot I_O\cdot f_S}{n\cdot V_S}. \]$

(4)

Fig. 6에서 나타나는 것처럼, V_link는 전 운전 범위에서 400 V를 초과한다.

Fig. 6

DC-link voltage under various input and output conditions

3.4 제안된 컨버터의 변압기 설계

n이 정해지면, L_m은 변압기의 코어 단면적(A_e)을 기반으로 결정된다. A_e는 식 (8)과 같이 정의되며, 자화 인덕터 최고 전류(I_Lm.peak)에 의해 결정된다.

$\[ A_e=\frac{L_m{I}_{Lm.Peak}}{N_P{B}_{max}}. \]$

(8)

I_Lm.peak는 I_Lm,offset과 Fig. 4에 제시된 자화 인덕터 전류 리플(Δi_Lm)로 구성된다. Δi_Lm과 I_Lm.peak은 식 (9), (10)과 같이 정리된다.

$\[ \Delta i_{Lm}=\frac{V_S{D}_{eff}}{L_m{f}_S}. \]$

(9)

$\[ I_{Lm.peak}=\frac{V_S{D}_{eff}}{2L_m{f}_S}+\frac{I_O}{n}+\frac{2V_{ac}{I}_{ac}}{V_{Link}}. \]$

(10)

코어는 EE6565S를 사용하였으며, 포화 방지를 위해 허용 자속 밀도(B_max)를 0.3 T로 제한하였다. 이 조건을 반영하여 L_m=100 uH로 설정하였고, 모든 조건을 고려한 B_max=0.269 T로 제한된다. 변압기 권선 단면적(A_ω)은 1, 2차측 권선 전류의 RMS 값, 허용 전류 밀도(J)와 권선 이용률(K_u)을 고려해 식 (11)과 같이 정의된다.

$\[ A_{\omega }=\frac{1}{K_u}\left(n\frac{I_{pri.rms}}{J_{pri}}+\frac{I_{\mathrm{s}\mathrm{e}\mathrm{c}1.rms}}{J_{\mathrm{s}\mathrm{e}\mathrm{c}}}+\frac{I_{\mathrm{s}\mathrm{e}\mathrm{c}2.rms}}{J_{\mathrm{s}\mathrm{e}\mathrm{c}}}\right). \]$

(11)

코어 면적곱(A_p)은 A_e와 A_ω로 정의되며, 식 (12)와 같이 정의된다.

$\[ A_p=A_e\cdot A_{\omega }. \]$

(12)

A_p는 변압기 출력 전력과 동작 조건을 만족하기 위해 요구되는 최소 코어 규모를 평가하는 기준이다. 기존 구조에서는 변압기와 부스트 인덕터에 대한 각각의 A_p 요구치를 갖는 반면, 제안한 컨버터는 전체 요구 A_p가 단일 변압기로 표현된다. 이러한 차이는 Table 2의 비교 결과를 통해 확인되며, 제안 방식이 기존 대비 자기 소자 요구량의 저감을 입증한다.

Table 2

Comparison of magnetic component Ap

4. 실험 결과

Fig. 7은 제안한 컨버터의 성능 검증을 위해 제작된 3 kW급 하드웨어 시제품을 보여준다. 이 시제품은 입력 측에서 약 2 kW는 LDC를 통해 출력 부하로 공급하고, 나머지 1 kW는 V2L 기능에 활용한다. 변압기는 권선비를 N_P:N_S1:N_S2 =14:1:1로 설정하고 누설 인덕턴스를 약 8 μH로 설계하였다. 또한, 클램프 커패시터(C_c)와 링크 커패시터의 용량은 각각 1 μF와 330 μF로 선정하였다.

Fig. 7

Prototype hardware of proposed circuit

Fig. 8은 LDC 단독 동작 모드 실험 파형을 보여준다. 실험은 V_O =13.5 V, 전부하 상태에서 V_S =200 V, 300 V, 400 V로 변화시키며 진행하였다. 그 결과 정격 출력 전압 조건에서 LDC 회로가 안정적으로 동작함을 확인했다.

Fig. 8

Experimental waveforms under standalone LDC mode at VO = 13.5 V and IO = 140 A. (a) VS = 200 V. (b) VS = 300 V. (c) VS = 400 V

Fig. 9는 LDC 및 V2L 인버터 동시 동작 모드 실험 파형을 보여준다. 실험은 인버터 단은 V_ac=220 V_rms, 60 Hz, 전부하로 유지하고, LDC 단은 V_O =13.5 V, 전부하 상태에서 진행하였다. 실험 결과, 전부하 조건에서도 LDC 회로와 인버터 회로가 모두 안정적으로 동작함을 확인할 수 있었다.

Fig. 9

Experimental waveforms under LDC-V2L simultaneous-operation mode at VO = 13.5 V, Vac = 220 Vrms. and Iac = 4.5 Arms (a) VS = 200 V, (b) VS =300 V, (c) VS = 400 V

Fig. 10은 출력 전압 리플의 악의 조건에 해당하는 실험 파형을 보여준다. 이러한 조건은 입력 전압이 낮을수록 동일한 출력 전력을 전달하기 위해 1차측 전류가 증가하고, 그에 따라 120 Hz 성분의 영향이 커지면서 형성된다. 실험 결과, 1차측 전류에는 120 Hz 리플 성분이 존재하였으나, LDC 출력 전압 리플은 최대 380 mV로 제한되어 출력 전압이 안정적으로 유지되었다. 이를 통해 제안한 컨버터 토폴로지의 신뢰성과 실현 가능성이 입증된다.

Fig. 10

Experimental waveforms of the output voltage ripple under LDC-V2L simultaneous-operation mode at VS = 200 V, VO = 13.5 V, Vac = 220 Vrms and Iac = 4.5 Arms

Fig. 11은 입력 전압(200–400 V)과 부하 조건 20 %, 50 %, 80 %, 100 %에서 측정한 효율을 나타내며, 실험은 LDC 단독 동작 모드와 LDC 및 V2L 인버터 동시 동작 모드에서 수행하였다. 단독 동작 모드는 V_O=13.5 V에서 진행하였으며, 동시 동작 모드는 동일한 V_O 조건에서 인버터 단은 V_ac=220 V_rms, 60 Hz, 전부하로 설정하였다. 최대 부하 시 단독 동작 모드는 91.24-91.35 %, 동시 동작 모드는 92.88-93.18 %로 측정되었으며, 제안한 컨버터가 모든 동작 모드에서 안정적인 효율을 유지함을 확인하였다.

Fig. 11

Measured efficiency of the proposed converter. (a) standalone LDC mode, (b) LDC-V2L simultaneous-operation mode

Fig. 12는 입력 전압(200–400 V)에서 측정한 기존 LDC+Boost 구조(Conventional)와 제안된 통합형 컨버터(Proposed)의 효율 비교 결과를 나타낸다. 효율 비교는 Fig. 11과 같은 동시 동작 조건에서 수행하였으며, LDC 부하는 전부하 조건으로 설정하였다. 측정 결과, 제안된 구조는 전 구간에서 기존 구조와 유사한 효율을 보이면서도 최대 약 0.4 % 높은 효율을 나타냈다. 따라서, 제안된 구조는 기존 대비 효율 저하 없이 운전이 가능함을 확인하였다.

Fig. 12

Measured efficiency comparison of conventional LDC + Boost converter and proposed integrated LDC-Boost converter

5. 결 론

본 논문에서는 HEV에서 V2L 기능을 구현하기 위해 별도의 부스트 컨버터 없이도 동작 가능한 통합형 전력 변환기를 제안하였다. 제안된 회로는 기존 ACF 기반 LDC)와 부스트 변환 단을 하나의 회로로 통합하여, 전력 반도체 스위치와 자기 소자를 공유함으로써 시스템 부피를 축소하고 전력 반도체 소자 수를 저감하였다. 이러한 구조적 특징은 기존 방식 대비 단순화된 회로 구성을 가능하게 하였다.

제안된 컨버터의 타당성은 제작된 3 kW 하드웨어 시제품을 통해 검증하였다. LDC 단독 모드와 LDC 및 V2L 인버터 동시 동작 모드에서 실험을 수행한 결과, 두 조건 모두에서 안정적인 동작을 보였으며, 최대 부하 조건에서 각각 91.35 % 및 93.18 %의 효율을 유지하였다. 이를 통해 제안된 변환기의 성능과 안정성이 확인되었다. 결과적으로, 제안된 통합형 전력 변환기는 HEV의 V2L 기능 구현을 위한 소형·고효율 구조로서의 타당성을 입증하였으며, 향후 차량용 전력 변환 시스템의 실용화에도 기여할 수 있다.

Acknowledgments

이 논문은 인천대학교 2025년도 자체연구비 지원에 의하여 연구되었음.

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