전기자동차 충전을 위한 고효율 파워모듈 개발

1. 서 론

전기자동차는 온실가스 감축 효과로 인해 인기를 얻고 있다.^1,2) 환경 친화적임에도 불구하고 제한된 주행거리와 상당히 긴 배터리 충전시간은 소비자로 하여금 전기자동차 구매를 주저하게 만드는 요소이다. 최근 배터리의 가파른 가격 하락 및 에너지 밀도 증대에 따라 Fig. 1과 같이 대용량 배터리를 탑재하여 주행거리가 대폭 향상된 전기자동차 출시가 점차 증가하고 있다. 이런 노력의 일환으로 일부 선진 급속충전기 제조사들은 30분 이내에 충전이 가능한 400 kW급의 초급속충전기를 출시하고 있다.^3-6) 게다가 전기자동차 제조사들은 기존의 400 V 배터리뿐만 아니라 저가격 및 주행거리 향상을 도모할 수 있는 800 V 배터리도 채택하고 있다.^7-9) 따라서 최신 급속충전기의 전기적 요구사항은 도로 위의 모든 전기자동차 배터리에 호환될 수 있도록 NEV(Neighborhood Electric Vehicle)연계 목적인 출력전압 최소 150 V 부터 최대 1000 V까지이다.

Fig. 1

Power level requirements for fast chargers due to increased battery capacity of electric vehicle

전기자동차 충전기의 효율은 모든 출력 전압/전력에서 고효율이 요구되나 특히 주 충전역영인 CC(Constant Current) 모드에서 최대부하의 높은 효율을 달성하는 것이 가장 중요하다.¹⁵⁾ 이는 과거 급속충전기의 전력 계량은 AC 입력에서 측정하여 요금을 소비자에게 부과해 소비자는 차량에 충전된 비용뿐만 아니라 전력변환 손실분에 대한 비용도 지불하였다. 이러한 문제를 해결하기 위해 현재는 급속충전기 출력 단에 DC 계량기를 설치하는데 소비자는 충전에 사용된 전력 비용만 지불하고 전력 변환 손실분에 대한 비용은 충전기 사업자가 부담한다. 따라서 대용량 고효율 급속충전기는 사업자에게 더 큰 수익을 가져다 줄 수 있다.

급속충전기는 수십 kW의 단위모듈 다수 개를 연결하여 수백 kW를 구성한다. 단위모듈에 사용되는 토폴로지는 Fig. 2와 같이 입력을 단상으로 하는 방식과 3상으로 하는 방식으로 나뉜다. 단상 입력의 경우에는 주로 PFC(Power Factor Correction)는 Boost 컨버터가 사용되고 절연형 DC-DC 컨버터 부는 PSFB(Phase-Shift Full-Bridge) 컨버터를 주로 구성한다. 또한, 3상 입력의 경우에는 PFC 부는 3레벨 타입의 컨버터와 절연형 DC-DC 컨버터 부도 마찬가지로 PSFB 컨버터가 주로 사용된다. 과거에는 PSFB 컨버터는 소프트 스위칭이 가능했기 때문에 구현이 용이하여 널리 사용되었다.¹⁶⁾ 하지만 PSFB 컨버터는 최대 Duty를 사용할 때 가장 높은 효율을 달성할 수 있으므로 150~1000 V의 출력전압 범위를 요구하는 최근 급속충전기에는 최대 전압 1000 V 부근에서만 고효율을 달성하고 출력전압이 작아질수록 Duty가 작아진다. 그 결과 순환전류가 증가되어 스위치의 도통 손실이 증가하기에 높은 효율을 기대하기는 어렵다.

Fig. 2

Fast charger structure

본 논문에서는 전기자동차 급속충전기용 150~1000 V의 넓은 출력 전압 범위를 갖는 고효율 파워모듈을 제안한다. 제안하는 단일 파워모듈은 20 kW로 제작되었으며 다 수개로 구성하여 최대 수백 kW급의 초급속 충전기로 구성이 가능하다. 이를 위해 파워모듈의 동작 시퀀스를 개발했으며 이 시퀀스는 개별 파워모듈이 독립적으로 동작 가능하기에 제품의 모듈화로 인한 확장성이 유지된다. 제안하는 파워모듈의 토폴로지는 비엔나 정류기와 절연형 LLC(Inductor+Inductor+Capacitor) 공진형 컨버터로 구성되는데 넓은 배터리 전압 범위에서 동작하기 위해서 PFC는 DC링크 전압제어를 제안하였고 LLC 컨버터는 듀티조정, 주파수 제어 및 하프/풀브릿지 동작 모드를 제안하였다. 제안하는 파워모듈의 이론적 주장과 성능을 검증하기 위해 시작품을 제작하였으며 측정 효율은 최대 96.5 %이고 출력전압별 최대부하에서의 효율 역시 높게 달성되었다. 또한 병렬 구성에서의 성능을 검증하기 위해서 파워모듈 4대를 병렬 연결하여 최대 80 kW까지 실험하였다.

2. 기존제품 분석

Fig. 3과 같은 Infypower사의 3상 입력 구조는 중국에서 설계 및 제작된 우리나라에 가장 많이 보급된 파워모듈이다. PFC 부는 3레벨 토폴로지를 채택했는데 이는 기존 2레벨 토폴로지에 비해 부품 수는 다소 증가되지만 효율이 좋아 높은 스위칭 주파수 달성이 가능할 뿐만 아니라 레벨 수 증가까지 더해져서 필터 사이즈가 급격히 작아진다.¹⁷⁾ 하지만 절연형 DC-DC 컨버터 부는 PSFB 컨버터로 소프트 스위칭 성취 및 간단한 제어 알고리즘의 장점을 가지지만 최대 듀티를 사용하는 조건에서만 높은 효율이 가능하고 듀티가 낮아질수록 프리휠링 구간에서 1차 측에 흐르는 순환전류가 증가하여 스위칭 소자들의 도통손실이 증가한다. 그러므로 넓은 전압 범위별 최대부하에서의 고효율 달성을 기대하기 어렵다. 또한, IGBT와 MOSFET 스위치들로 구성되어 생산단가가 낮아 급속충전기 사업자들에게 낮은 초기 투자비를 이유로 많은 채택을 받았지만, 최근 유지보수 문제로 인해 사업자들뿐만 아니라 소비자들의 불만도 늘어나고 있는 추세이다.

Fig. 3

Topology of Infypower 20 kW power module

3. 제안하는 고효율 파워모듈

3.1 3상 비엔나 정류기

제안하는 파워모듈의 PFC 부는 계통의 역률을 1로 제어함과 동시에 DC링크 전압제어를 수행한다. 선정된 PFC는 비엔나 정류기로 Fig. 4와 같다. 비엔나 정류기는 3레벨 T타입 NPC(Neutral Point Clamped) 인버터 회로에서 일부 스위치를 다이오드로 교체한 토폴로지인데 3레벨 구조로 2레벨 정류기에 비해 입력 필터 사이즈가 대폭 감소할 뿐만 아니라 손실도 작아 더 높은 스위칭 주파수로 구현이 가능하다.^10,11) 비엔나 정류기는 크게 NPC 타입과 T-타입 NPC 2종류로 나뉘는데 본 논문에서는 고효율 달성을 목적으로 T-타입 NPC를 선정하였다. 왜냐하면 한 레그에서 NPC는 스위치는 2개와 다이오드는 4개로 구성되나 T-타입 NPC는 스위치 2개와 다이오드 2개로 구성된다. 따라서 스위칭 한 주기 동안의 도통하는 스위치/다이오드 소자 수가 줄어 다이오드의 도통 손실이 감소하므로 고효율 달성에 유리하다.¹¹⁾

Fig. 4

Circuit diagram of Vienna rectifier

Fig. 5는 비엔나 정류기의 제어 블럭도를 보여주는데 Outer 루프의 DC링크 전압제어와 Inner 루프의 계통전류 제어로 구성된다. 그리하여 DC링크 전압제어크기와 계통의 역률을 동시에 제어할 수 있다. 또한 계통전류는 AC를 DC로 변환하는 DQ 동기 좌표계(DQ Synchronous Reference Frame)를 도입하였다. 추가로 3레벨 토폴로지의 고질적 문제인 상하 측 DC링크 커패시터 전압 불균형은 최종 PWM(Pulse Width Modulation)에 Offset으로 보상하여 해결될 수 있다.

Fig. 5

Control block diagram of Vienna rectifier

3.2 절연형 LLC 공진형 컨버터

DC-DC 부는 Fig. 6과 같이 풀-브리지 구조의 LLC 컨버터를 적용하였다. 해당 구조는 일부 스위치를 ON 또는 OFF 상태로 고정시킴으로써 컨버터 동작 시 풀-브리지와 하프-브리지의 동작 모드 변환을 가능하게 한다. 이를 통해 150~1000 V의 넓은 출력 전압 조건을 만족하는데 유리하다.¹²⁾ Fig. 7은 배터리 전압별 LLC 컨버터의 동작모드를 보여주는데 제안하는 파워모듈은 풀/하프-브릿지와 주파수 제어 모드를 적절히 사용하여 최종 컨버터의 스위칭 주파수 범위는 50~150 kHz로 비교적 좁게 설계되었음에도 불구하고 출력 전압 게인은 6.67을 가진다. 따라서 변압기 및 공진 소자들의 설계 및 선정에 유리하다. 컨버터의 설계를 위해 사용한 입출력 관계 수식과 각 모드에서의 출력 전압 및 스위칭 주파수 범위를 표현하면 다음과 같다.¹³⁾

$\[ \begin{array}{c}{M}_{FB}=2M_{HB}=\frac{N_s}{N_p}k{\left[jkQ\frac{\omega }{{\omega }_r}\left(1-\frac{{{\omega }_r}^2}{{\omega }^2}\right)+\left(1+k-\frac{{{\omega }_r}^2}{{\omega }^2}\right)\right]}^{-1}\\ M=\frac{V_o}{V_{IN}} k=\frac{L_m}{L_r} Q=\frac{1}{{R_{ac}}^e}\sqrt{\frac{L_r}{C_r}} {R_{ac}}^e=\frac{8n^2{R}_o}{{\pi }^2} {\omega }_r=\frac{1}{\sqrt{L_r{C}_r}}\end{array} \]$

(1)

Fig. 6

Circuit diagram of LLC converter

Fig. 7

Diagram of operation modes of LLC converter according to battery voltage

추가 공진 인덕터를 사용하는 LLC 컨버터는 스위칭 주파수가 공진 주파수와 같을 때, 입출력 전압 간의 관계가 변압기가 갖는 턴 수의 비로 결정된다. 배터리는 충전 과정에서 SOC의 상승에도 일정하게 전압을 유지하는 구간이 존재한다. 그러므로 충전기용 컨버터는 해당 구간에서 고효율을 갖도록 설계되어야 하며, 이는 공진점에서의 출력 전압이 해당 구간에 위치되어야 함을 의미한다.

넓은 출력 전압 영역을 갖는 컨버터의 자기 소자는 높은 턴 비(=Np/Ns)와 k(=Lm/Lr), 작은 자기 인덕턴스(Lm)를 갖도록 설계되어야 한다. 공진점에서의 입출력 전압이 선정되면 변압기의 턴 비를 선정할 수 있고, 공진 주파수의 설정으로 공진 탱크를 설계할 수 있다. 공진 탱크를 구성하는 소자의 값은 출력 전압의 달성 여부와 함께 손실 분석을 바탕으로 선정한다. 설계된 값을 이용한 입출력 전압의 관계식(M_FB, M_HB)을 그래프로 표현하면 Fig. 8과 같다. Full load 조건에서 각 출력 전압별 출력 저항(Ro)의 값을 설정하여 그래프를 도출하였으며, 목표 출력 전압에 도달 가능함을 확인할 수 있다. 각 동작 모드에서 수식을 통해 얻어진 결과는 점선으로 표시하였으며, 실선은 시뮬레이션을 통해 얻어진 결과이다.

Fig. 8

Diagram of output voltage according to switching frequency

이 때 스위치의 턴 오프 손실을 함께 고려하여야 한다. 특히 낮은 스위칭 주파수에서 높은 순환전류가 흐르고 스위치의 드레인-소스 간 전압이 높아 스위칭 손실이 가장 높게 발생한다. 이로 인해 컨버터의 손실이 가장 높아지므로 이를 기준으로 기구물의 설계가 이루어지게 된다.

출력에는 CLC(Capacitor+Inductor+Capacitor) 필터 구조를 사용함으로써 전류의 센싱을 용이하게 하고, 최종 출력 전압의 리플을 저감하며, 다수의 모듈이 병렬 구동될 시에 모듈 간 영향을 감소시킬 수 있다. 커패시터와 인덕터의 설계는 다음의 수식을 이용하여 설계할 수 있으며, 최종 출력 캐패시터는 전압 리플을 저감 위한 필터 주파수를 이용하여 설계할 수 있다.¹⁴⁾

$\[ L_o=\frac{I_o}{16C_{o1}{f}_s^2\mathrm{\Delta }{I}_{Lo}}\left(1+\frac{4f_s}{\pi f_r}-\frac{2f_s}{f_r}\right) \]$

(2)

$\[ C_{o2}=\frac{100}{4{\pi }^2{f}_r^2{L}_o} \]$

(3)

Fig. 9는 LLC 컨버터의 제어 블록도이며, 출력 전압과 출력 전류 제어루프로 구성된다. X^*는 달성 목표값을 의미하며, X_ref는 실제 제어 루프에 반영되는 값이다. LLC 컨버터의 동작을 기능적으로 분류하면 배터리 전압 달성 구간과 정전류 충전 구간으로 나누어 볼 수 있다. 배터리 전압 달성 구간에서 컨버터의 출력 전압이 충전 대상 배터리의 전압에 도달하는 구간이며, 전압의 상승을 위해 전류 제어기만을 이용하고 회로의 보호를 위한 전압 제한만을 사용한다. 해당 구간에서 불필요한 데이터가 전압 제어기에 발생하는 것을 방지하기 위해 출력 전압 센싱 정보가 제어 루프에 반영되도록 하였다. 소프트 스타트는 배터리 전압 달성 구간에서 정전류 충전 구간으로 변경되는 시점에서 전류 제어기 단독 동작을 전압-전류 통합 제어를 통한 정전류 제어로 안정적변경이 가능하도록 한다. 정전류 충전 모드에 돌입하면 달성 목표 전압(V_o^*)이 전압 제어 루프에 반영되고 I_o,min보다 I_o^*가 커지면 전류 제어 루프에 반영되도록 설계하였다.

Fig. 9

Control block diagram of LLC converter

4. 실험 결과

제안하는 20 kW 고효율 파워모듈의 타당성을 검증하기 위하여 Fig. 10과 같이 시작품을 제작하였다. 제작된 시작품은 파워 모듈의 제어를 위해 TI사의 TMS320F28377 듀얼코어 칩을 사용하였다.

Fig. 10

Prototype of the proposed 20 kW power module

Fig. 11은 파워모듈의 확장성을 검증하기 위해 파워모듈을 4병렬로 최대 80 kW까지 급속충전기를 구성하여 전기차량 배터리를 모사한 배터리 시뮬레이터와 연계하는 실험 환경을 보여준다. 각각의 파워모듈 입력은 실 계통에 연결하였고 출력은 전기자동차 배터리 대신에 배터리 시뮬레이터로 대체하여 실험하였다.

Fig. 11

Experimental setup to verify the proposed power module

Fig. 12는 배터리 전압이 800 V일 때 파워 모듈을 4대를 병렬 연결하여 수행한 실험파형이다. 상위 제어기의 전류 지령치를 수신 받은 4대의 모듈이 순차적으로 동작되어 배터리를 최대 80 A로 충전하는 모습을 보여준다.

Fig. 12

Experimental waveform of the proposed power modules

Fig. 13은 제안하는 파워모듈의 효율을 보여주는데 피크효율은 96.5 %이고 주 사용영역인 최대출력 전류에서 95~96 %의 높은 효율을 달성한 반면에 기존제품인 Infypower사의 20 kW 파워모듈은 피크효율은 94.5 %이고 주 동작영역에서 91~94 %를 비교적 낮은 효율이 측정되었다.

Fig. 13

Efficiencies of the proposed power module

Fig. 14는 DC링크 전해커패시터의 초기충전과 각 모듈의 CC제어 시퀀스를 보여준다. 초기에 상위 통신모듈로부터 전압/전류 지령값, 모듈 명령, Insulation명령 등과 같은 필요 통신 정보를 수신 받고 3상 계통 연결이 연결되면 초기충전용 저항을 통해 DC링크 단의 전해커패시터를 초기 충전한다. 그 후 DC링크 커패시터의 전압이 500 V 이상으로 감지되면 계통측 메인 릴레이를 턴 온 시켜 PFC가 동작을 수행한다. 이 때 PFC의 DC링크 전압 지령치는 배터리 전압 크기에 따라 정해지며 630 V에서 790 V 사이의 값을 가진다. LLC 컨버터는 PFC가 정상상태에 도달된 후에 동작되며 배터리 전압 크기에 따라 풀/하프-브릿지 동작 모드가 결정되고 지령 받은 전류 값으로 CC 제어를 수행한다. 그 이후에 순차적으로 모듈 2, 3, 4번이 차례대로 CC 제어를 수행한다.

Fig. 14

Operation sequence of the proposed power module for pre-charging and constant current control mode

5. 결 론

본 논문에서는 전기자동차 충전을 위한 고효율 파워 모듈을 개발하였다. 제안하는 파워모듈은 3레벨 비엔나 정류기와 소프트 스위칭이 가능한 LLC 공진형 컨버터를 적용하여 고효율을 달성하였다. 또한, 넓은 배터리 전압 범위에서 동작하기 위해서 PFC는 DC링크 전압제어를 제안하였고 LLC 컨버터는 듀티조정, 주파수 제어 및 하프/풀브릿지 동작 모드를 제안하였다. 그 결과, 제안한 파워모듈 시작품은 피크 효율 96.5 %를 달성했을 뿐만 아니라 Infypower사의 제품과 비교하여 150~1000 V의 넓은 배터리 전압 범위에서도 높은 효율을 달성하였다. 제안하는 파워 모듈 및 시퀀스는 동일한 하드웨어와 소프트웨어로 설계되어 20 kW 단일 모듈로 다수 개를 병렬 연결이 가능하고 수십 kW에서 최대 400 kW급까지 손쉽게 구현될 수 있으므로 급속충전기/초급속충전기에 대응이 가능하다. 또한, IGBT와 MOSFET 스위치들로 구성되어 생산단가가 낮아 급속충전기 사업자에게 낮은 초기 투자비와 고수익을 안겨줄 수 있다. 더불어 최근까지 수년간 국내에 가장 많이 보급된 중국산 파워모듈의 유지보수 문제로 인한 소비자 불만은 본 모듈로 대체함으로써 해소할 것으로 기대된다.

Acknowledgments

본 연구는 산업통상자원부(MOTIE)와 한국에너지기술평가원(KETEP)의 지원을 받아 수행한 연구 과제의 결과입니다(No.2018201600280).

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