MOSFET 소자 수 저감이 가능한 단일 전력단 OBC

2.1 스위치를 통합한 단일 전력단 OBC 회로 구조

Fig. 1은 제안하는 단일 전력단 OBC의 회로 구조를 나타낸다. 제안하는 OBC의 1차측 회로에서 PFC 인덕터 L_PFC, Q₁ ~ Q₄로 구성되는 두 개의 스위칭 레그 Leg A & B, 링크 커패시터 C_Link는 PFC 동작을 수행한다. 또한, Leg B는 릴레이, 공진 커패시터 C_r, 공진 인덕터 L_r, 변압기 및 자화 인덕턴스 L_m을 포함하여 Half-Bridge LLC 공진형 컨버터의 1차측 회로를 구성한다. 여기서, 릴레이는 C_Link의 초기 충전 및 V_Link가 Half-Bridge LLC 공진형 컨버터의 정격 입력 전압까지 도달하기 이전에는 항상 개방 상태를 유지하며, Half-Bridge LLC 공진형 컨버터가 전력 전달을 수행하는 순간부터 단락 상태로 전환된다.

Fig. 1

The proposed single-stage OBC

2차측 회로는 D₁ ~ D₄로 구성되는 Full-Bridge 정류부, LLC 출력 커패시터 C_O 그리고 부하로 구성되는 일반적인 LLC 공진형 컨버터의 2차측 구조와 동일하다.

제안하는 회로의 1차측 스위칭 레그 중에서, Leg B는 PFC 동작과 LLC 공진형 컨버터의 동작을 겸한다. 이러한 점에서 제안하는 회로는 단일 전력단 구조라고 할 수 있다.

2.2 제안 회로의 동작 방식

서론에서 서술한 바와 같이, 제안하는 단일 전력단 OBC에는 Inverter PFC를 적용한다. 다시 말해, Leg A와 Leg B 모두 고속 스위칭 동작을 수행한다. Fig. 2는 교류 입력 전압에 따른 제안하는 단일 전력단 OBC의 PFC 동작 개념 및 극전압 지령 파형을 보여준다.

Fig. 2

The reference pole voltage of proposed single-stage OBC

Leg B가 Half-Bridge LLC 공진형 컨버터의 1차측 스위치 레그로 동작하기 위해서 Leg B는 0.5 고정 시비율로 동작해야 하며, 이는 Leg B의 극전압 지령 v_B.ref(t)가 0 V라는 것과 같다. 이 때, 인버터의 기본 동작 원리에 따라, Leg A와 Leg B의 극전압 차이는 입력 교류 전압과 동일해야 하므로, Leg A의 극전압 지령 v_A.ref(t)는 입력 교류 전압 v_g(t)와 동일하다.

위와 같은 두 레그의 극전압 지령을 토대로, Leg A와 Leg B를 구성하는 스위치 Q₁ ~ Q₄의 시비율 D_Q1(t) ~ D_Q4(t) 는 아래의 식 (1)과 같이 표현된다.

Fig. 3은 입력 교류 전압 v_g(t)의 양의 반주기 한 지점에서 제안하는 단일 전력단 OBC의 게이트 시그널, L_PFC 양단 전압 v_LPFC(t), PFC 인덕터 전류 i_LPFC(t), Half-Bridge LLC 공진형 컨버터의 1차측 공진 전류 i_Lr(t)를 나타낸다.

Fig. 3

The operational waveforms of proposed single-stage OBC

제안하는 단일 전력단 OBC의 동작 분석은 아래의 Mode 1 ~ 4와 같다. 설명의 편의를 위해, PFC 링크 전압 V_Link는 항상 일정하고, 제안하는 회로가 Half-Bridge LLC 공진형 컨버터의 공진 주파수로 동작한다고 가정하며, 데드 타임은 무시하였다. 또한, Half-Bridge LLC 공진형 컨버터의 릴레이가 단락되어, HV 배터리측으로 전력이 전달되고 있는 상황을 가정한다.

Mode 1 [t₀ ~ t₁] : Q₁과 Q₃가 턴 온된 상태로, L_PFC에 v_g(t)가 인가되어 i_LPFC(t)가 증가한다. i_LPFC(t)의 증가는 Q₃가 턴 오프될 때까지 지속된다. 공진 전류 i_Lr(t)은 양의 정현파 형태로 변화하며 변압기를 통해 2차측으로 전달된다. 2차측 다이오드 정류기의 D₁과 D₃가 순방향 바이어스됨에 따라, L_m에는 nV_HV가 인가되어 i_Lm(t)가 증가한다.

Mode 2 [t₁ ~ t₂] : Q₁과 Q₄가 턴 온된 상태로, L_PFC에 v_g(t)−V_Link가 인가되어 i_LPFC(t)가 감소한다. i_LPFC(t)의 감소는 Q₁이 턴 오프될 때까지 지속된다. 공진 전류 i_Lr(t)은 양의 정현파 형태에서 음의 정현파 형태로 변화하며 변압기를 통해 2차측으로 전달된다. 2차측 다이오드 정류기의 D₂와 D₄가 순방향 바이어스됨에 따라, L_m에는 −nV_HV가 인가되어 i_Lm(t)가 감소한다.

Mode 3 [t₂ ~ t₃] : Q₂와 Q₄가 턴 온된 상태로, L_PFC에 v_g(t)가 인가되어 i_LPFC(t)가 증가한다. i_LPFC(t)의 증가는 Q₂가 턴 오프될 때까지 지속된다. 공진 전류 i_Lr(t)은 음의 정현파 형태로 변화하며 변압기를 통해 2차측으로 전달된다. 앞선 Mode 2와 마찬가지로 2차측 다이오드 정류기의 D₂와 D₄가 순방향 바이어스됨에 따라, L_m에는 −nV_HV가 인가되어 i_Lm(t)가 감소한다.

Mode 4 [t₃ ~ t₄] : Q₁와 Q₄가 턴 온된 상태로, 전체적인 동작이 Mode 2와 유사하다. L_PFC에 v_g(t)−V_Link가 인가되어 i_LPFC(t)가 감소한다. i_LPFC(t)의 감소는 Q₄가 턴 오프될 때까지 지속된다. 공진 전류 i_Lr(t)은 음의 정현파 형태로 변화하며 변압기를 통해 2차측으로 전달된다. 앞선 Mode 3와 마찬가지로 2차측 다이오드 정류기의 D₂와 D₄가 순방향 바이어스되어 있으며, 이에 따라 L_m에는 −nV_HV가 인가되고 i_Lm(t)가 감소한다.

Fig. 3 및 상기 Mode 1 ~ 4의 동작 분석을 바탕으로, 제안하는 단일 전력단 OBC의 PFC 인덕터 전류의 최대 전류 리플은 입력 전압 양의 반주기를 기준으로 Q₃가 턴 온되는 구간에서 발생함을 알 수 있다. Q₃는 한 번의 스위칭 주기 T_s에서 0.5 고정 시비율로 턴 온 되므로, 제안 회로의 스위칭 주파수를 f_s라 할 때, L_PFC의 전류 리플은 아래의 식 (2)와 같이 표현되며, t₀ 및 t₄ 시점에서의 PFC 인덕터 전류는 식 (3)과 같이 계산된다.

여기서, P_O는 제안 회로의 출력 전력, v_g.rms는 v_g(t)의 실효값을 의미한다.

3.1 ZVS 턴온 성취를 위한 기본 개념

Fig. 3의 t₁ 시점(Mode 1에서 Mode 2로 전환되는 구간)에서는 i_LPFC(t₁)와 i_Lr(t₁) 모두 양의 값을 가지므로 Fig. 4와 같이 Q₄가 턴 온되기 이전에 Q₄의 기생 커패시턴스 방전과 역병렬 다이오드의 도통이 이루어진다. 따라서, 양의 반주기동안 Q₄의 ZVS 턴 온은 원활히 이루어진다.

Fig. 4

The current flow of the proposed OBC prior to Q4 turn-on

반면, Fig. 3의 t₄(또는 t₀) 시점(Mode 4에서 Mode 0로 전환되는 구간)에서 i_LPFC(t₄)는 양의 값을 가지나 i_Lr(t₄)는 음의 값을 가지므로 i_LPFC(t₄)와 |i_Lr(t₄)|의 대소관계, L_r과 Q₃의 기생 커패시턴스에 저장된 에너지 크기에 따라 Q₃의 ZVS 턴 온 성취 여부가 달라진다.

i_LPFC(t₄)가 |i_Lr(t₄)|보다 크면, Fig. 5(a)와 같이 두 전류 값의 차이에 해당하는 전류가 Q₄의 턴 오프 이후, Q₄의 역병렬 다이오드를 따라 흐른다. 이 경우, Q₃의 ZVS 턴 온은 불가능하다.

Fig. 5

The current flow of the proposed OBC prior to Q3 turn-on. (a) iLPFC(t4) > |iLr(t4)|. (b) |iLr(t4)| > iLPFC(t4)

이와 반대로, |i_Lr(t₄)|가 i_LPFC(t₄)보다 크고 L_r이 가지는 에너지가 Q₃의 기생 커패시턴스에 저장된 에너지보다 크면, Fig. 5(b)와 같이 두 전류 값의 차이에 해당하는 전류가 Q₃의 기생 커패시턴스를 방전한 후 Q₃의 역병렬 다이오드를 따라 흐른다. 이후 Q₃의 ZVS 턴온이 달성되며, 이와 같은 상관관계를 바탕으로 입력 교류 전압 v_g(t) 양의 반주기에서 Q₃의 ZVS 턴 온 달성을 위해서는 아래의 식 (4)가 만족되어야 한다.

여기서, C_OSS는 Q₃와 Q₄의 기생 커패시턴스를 의미한다.

3.2 ZVS 턴온 성취를 위한 수식 분석

상술한 바와 같이 Q₃의 ZVS 턴 온은 |i_Lr(t₄)|와 i_LPFC(t₄)의 대소관계가 주요한 요소인데, i_LPFC(t₄)는 PFC 동작에 의해 지속적으로 변하는 값이므로, Partial ZVS 턴 온 달성 구간 설정을 위해 i_LPFC(t₄) 값을 특정할 필요가 있다. 특정된 i_LPFC(t₄)를 i_LPFC.ZVS 라고 하고, i_Lr(t₄)가 음의 값을 가짐을 고려하면, 식 (4)는 식 (5)와 같이 표현 가능하다.

앞서, 제안하는 회로의 동작 주파수가 공진 주파수와 동일하다고 가정하였으므로 i_Lr(t₄)는 i_Lm(t₄)와 같다. 또한, Half-Bridge LLC 공진형 컨버터의 공진 주파수 동작에서 입출력 전압 이득 M은 식 (6)과 같으므로, 식 (5)는 다음의 식 (7)과 같이 다시 표현될 수 있다.

여기서, 식 (6)의 f_S는 스위칭 주파수, f_r은 공진 주파수를 의미한다. 한편, 식 (8)과 같이 L_r에 대한 L_m의 비율을 k라고 하고, 식 (8)을 식 (7)에 대입하여 k에 대해 정리하면 식 (9)와 같이 나타난다.

식 (9)에서, 설계자가 원하는 MOSFET 소자를 선정하고, 시스템 사양에 맞게끔 V_Link, f_r, i_LPFC.ZVS를 설정한 후, 적절한 수준의 L_m을 선정한다면, 제안하는 단일 전력단 OBC의 Partial ZVS 턴온 성취를 위한 k의 범위를 도출 및 공진 인덕턴스 L_r을 설계할 수 있다.

Partial ZVS 턴온 범위는 식 (9)를 통해 설계자가 원하는 수준까지 달성할 수 있다. 그러나, Half-Bridge LLC 공진형 컨버터는 공진 네트워크의 파라미터에 따라 전압 이득이 달라지므로, 식 (9)에 더하여 원하는 전압 이득 확보가 가능한 공진 네트워크의 파라미터 선정이 필요하다. Fig. 6은 Table 1의 파라미터를 적용할 때, k에 따른 Half‑Bridge LLC 공진형 컨버터의 전압 이득 곡선을 보여준다. Fig. 7을 통해 L_m이 동일할 때, k가 큰 값을 가질수록 원하는 전압 이득 확보를 위한 Below 영역의 최저 동작 주파수가 작아지는 양상을 확인할 수 있다. 이러한 결과와 식 (9)를 미루어 볼 때, 적절한 L_m을 선정하더라도 식 (9)에 의해 계산되는 최대 k를 적용하면 동작 주파수 범위가 과도하게 확장되므로 이를 제한하기 위해 최대 k보다 작은 값의 k를 선정하는 것이 Partial ZVS 턴온과 동작 주파수 범위의 최소화 모두 달성 가능함을 알 수 있다.

Fig. 6

Voltage gain curve depending on k factor

Table 1

Parameters for partial ZVS and voltage gain analysis

Fig. 7

Power loss of Q3 depending on magnetizing inductance

한편, L_m을 작게 설계하는 것은 Partial ZVS 범위를 넓힐 수는 있으나, 큰 자화 전류 리플로 인한 스위치 소자의 높은 턴 오프 손실을 유발한다. 또한, 과도하게 큰 L_m은 Partial ZVS 범위를 축소시켜 보다 큰 턴온 손실을 유발한다. 따라서, L_m은 입출력 사양과 스위치 소자에서 발생하는 전력 손실을 종합적으로 고려하여 선정되어야 한다. Fig. 7은 Table 1의 파라미터 중에서 L_m을 50 ~ 65 μH로 가변하고 k는 4로 고정할때, Q₃의 총 전력 손실을 보여준다. 그래프에서 확인할 수 있듯이, L_m이 50 μH인 경우와 65μH인 경우에 총 전력 손실이 크게 나타났으며, 50 μH에서는 턴 오프 손실로 인해 총 전력 손실이 상대적으로 크게 나타났으며, 반대로 65 μH에서는 Partial ZVS 범위 축소로 인한 턴온 손실로 인해 총 전력 손실이 크게 발생하였다. 따라서, 제안하는 단일 전력단 OBC는 턴온 손실과 턴오프 손실을 종합적으로 고려하여 총 손실이 최소화가 되는 L_m을 선정하는 것이 중요하다.

4.1 실험 사양 및 주요 설계 파라미터

제안하는 단일 전력단 OBC의 유효성을 검증하기 위해 Fig. 8과 같은 Prototype 회로를 설계하여 실험을 진행하였다. 설계에 앞서, OBC의 배터리 충전 프로파일을 Fig. 9와 같이 설정하였다. OBC 출력 전압 V_HV의 400 ~ 500 V 구간은 CC 동작, 500 ~ 800 V구간은 CP로 가정하였고, 주요 입출력 사양은 Table 2에 정리된 바와 같다. High Flux Toroid를 적용한 PFC 인덕터의 투자율 변화에 따른 인덕턴스 변화를 고려하여, i_LPFC.ZVS는 약 8.95 A로설정하였다.

Fig. 8

Prototype hardware of the proposed OBC

Fig. 9

HV battery charging profile of the proposed OBC

Table 2

I/O specification

Half-Bridge LLC의 공진 탱크소자 파라미터는 식 (8)과 (9)에 근거하여 설계되었다. 자화 인덕턴스 L_m은 74.27 μH, 공진 인덕턴스 L_r은 18.95 μH, 공진 커패시턴스 C_r은 133.67 nF이며, 이를 포함한 Prototype 회로의 주요 소자 파라미터를 Table 3에 정리하였다.

Table 3

Key parameters of prototype circuit

Fig. 10은 Table 3에 나열된 파라미터를 갖는 Half-Bridge LLC 공진 탱크의 전압 이득 곡선을 보여준다. 필요한 전압 이득의 범위는 최소 0.8 ~ 최대 1.32이며, 동작 주파수는 71 kHz에서 154 kHz이다. CC 구간인 V_HV 400 ~ 500 V 구간에서 제안회로가 Above영역에서 동작하도록, 이 외의 구간인 CP 구간과 CV 구간에서는 공진 주파수 동작 및 Below영역에서 동작하도록 설계되었다.

Fig. 10

Voltage gain curve of the designed resonant tank

4.2 실험 결과

Fig. 11은 제안하는 단일 전력단 OBC의 정상상태 동작 파형을 보여준다. Fig. 11(a)의 최저 출력 전압인 V_HV 400 V부터 Fig. 11(b)의 최고 출력 전압인 V_HV 800 V까지 정상 동작이 가능하고, 출력 전류 I_HV의 큰 저주파 변동 없이 HV 배터리 충전 동작 수행이 가능함을 확인할 수 있다.

Fig. 11

Experimental waveforms of the proposed single-stage OBC. (a) VHV = 400 V. (b) VHV = 800 V

Fig. 12는 제안하는 단일 전력단 OBC를 구성하는 스위치 Q₃의 ZVS 턴 온 성취 파형을 보여준다. 보다 정확한 ZVS 턴 온 동작 확인을 위해, OBC 입력 전압을 140 V_DC, V_Link를 700 V, V_HV를 500 V로 고정하였고, 100 kHz 공진 주파수 동작하였다.

Fig. 12

Experimental waveforms of ZVS turn-on achievement

Q₃의 Drain-to-Source 전압인 v_ds.Q3가 700 V에서 0 V로 하강하기 시작하는 시점의 i_LPFC는 약 9 A로 측정되었고, Q₃가 턴 온 되는 시점에 v_ds.Q3는 0 V로 완전히 하강하였음이 관측되었다. 이로써, 식 (8) 및 (9)에 근거한 제안하는 단일 전력단 OBC의 설계와 Partial ZVS 턴 온 성취가 유효함을 확인할 수 있다.

Fig. 13은 Prototype 회로 실험의 효율 측정 결과를 보여준다. 최대 효율은 95.98 %로 나타났으며, 이로써, 제안하는 단일 전력단 OBC는 MOSFET 소자 통합 및 수를 저감하였음에도 고효율 전력 전달이 가능하다고 할 수 있다.

Fig. 13

Measured power conversion efficiency of the proposed single-stage OBC

Fig. 14는 제안하는 단일 전력단 OBC와 기존 연구 수행된 단일 전력단 OBC들의 전부하 조건에서 첨두 효율 비교 결과를 나타낸다. 제안하는 단일 전력단 OBC의 첨두 효율은 95.98 %이며, 참고 문헌 9)를 제외한 나머지 회로 및 제어 방식보다 높은 전력 변환 효율을 보여준다. 이로써, 제안하는 단일 전력단 OBC가 타 연구 성과보다 고효율 전력 전달이 가능함을 알 수 있다.

Fig. 14

Comparison of peak efficiency between the OBCs in the references and the proposed single-stage OBC